「 乗算」に関連した中国語例文の一覧 -中国語例文検索

例えば、乗算器67のための第1倍数係数を決定するためには、等式126の公倍数が行列位置11（これは、（1− εa／2）・cos（φa／2）に等しい）で乗じられる。

举例来说，为了确定乘法器 67的第一乘法因子，将方程式 126的公倍数乘以矩阵位置 11，其等于 - 中国語 特許翻訳例文集

例えば、乗算器98のための第6倍数係数を決定するためには、等式128の公倍数が行列位置12（これは、−（1＋εb／2）・sin（φb／2）に等しい）で乗じられる。

举例来说，为了确定乘法器 98的第六乘法因子，将方程式 128的公倍数乘以矩阵位置 12，其等于 - 中国語 特許翻訳例文集

ステップ60において、乗算器68が第2倍数係数に対応する量によって直交位相Tx成分65の振幅を減じると、直交位相Tx成分65の被減衰成分が生成される。

在步骤 60中，当乘法器 68将 Q相 Tx分量 65的振幅衰减对应于第二乘法因子的量时，产生 Q相 Tx分量 65的衰减分量。 - 中国語 特許翻訳例文集

ディジタル・ベースバンドIC20は、SPIシリアルバス15上で通信するとともにディジタル値00、01、10、または11をI／Q補正レジスタ139の第7ビットおよび第8ビットに書き込むことによって、乗算器97の倍数係数を設定する。

数字基带 IC 20通过跨越 SPI串行总线 15进行通信且将数字值 00、01、10或 11写入到 I/Q校正寄存器 139的第七位及第八位中来设定乘法器 97的乘法因子。 - 中国語 特許翻訳例文集

図26において、乗算器77および78は、被アップコンバート同相信号74と被アップコンバート直交位相信号76との間の利得不一致εaを表わしている。

在图 26中，乘法器 77及 78表示经升频转换的同相信号 74与经升频转换的正交相位信号 76之间的增益失配εa。 - 中国語 特許翻訳例文集

トランシーバ10は、レジスタから送信される制御信号を使用して補正回路、補正シフタ、および補正乗算器を制御することとして記述される。

收发器 10被描述为使用从寄存器发送的控制信号来控制校正电路、校正移位器及校正乘法器。 - 中国語 特許翻訳例文集

そして、第1の分割領域161ごとの代表明度値R1,G1,B1の逆数KR、KG、KBを、対応する第2の分割領域181内の各画素のRGBの輝度値に乗算する。

随后，第二分割区 181中的每个像素的亮度值 R、G、B乘以每个对应的第一分割区 161的代表性明度值 R1、G1、B1的倒数 KR、KG、KB。 - 中国語 特許翻訳例文集

周波数変換部52は、アンテナ51から供給されるRF信号と、局部発振部53から供給される発振周波数（FNC+BW）の搬送波を乗算し、RF信号を中心周波数FNCのIF信号に変換する。

频率转换部分 52将来自天线 51的 RF信号乘以由本地振荡器 53提供的具有(FNC+BW)的振荡频率的载波，从而将 RF信号转换为具有中心频率 FNC的 IF信号。 - 中国語 特許翻訳例文集

周波数シフト器91は、図5の直交復調部55から供給されるI成分とQ成分からなる信号と、eの（−j2πfSHt）乗を乗算することにより、その信号の周波数を周波数fSHだけ低くする。

移频器 91将从图 5中的正交解调部分 55馈送的并由 I和 Q分量构成的信号乘以从而将信号的频率降低频率 fSH。 - 中国語 特許翻訳例文集

遅延回路95は、遅延回路95からの相関値Cが移動平均回路98からの相関値Bと同時に乗算器99に入力されるように、移動平均回路94から供給される相関値Cを遅延させる。

延迟电路 95以此方式延迟来自移动平均电路 94的相关值 C，使得相关值 C将与来自移动平均电路 98的相关值 B同时输入乘法器 99。 - 中国語 特許翻訳例文集

周波数シフト器111は、図5の直交復調部55から供給されるI成分とQ成分からなる信号と、eの（j2πfSHt）乗を乗算することにより、その信号の周波数を周波数fSHだけ高くする。

移频器 111将从图 5中的正交解调部分 55馈送并由 I和 Q分量构成的信号乘以从而将信号的频率提高 fSH。 - 中国語 特許翻訳例文集

周波数シフト器121は、スペクトル反転器120から供給される信号と、eの（−j2πfSHt）乗を乗算することにより、その信号の周波数を周波数fSHだけ低くする。

移频器 121将来自频谱反转器 120的信号乘以 从而将信号的频率降低 fSH。 - 中国語 特許翻訳例文集

周波数シフト器271は、図18の直交復調部55から供給される信号と、選択部272から供給されるeの（−j2πfSHt）乗またはeの（j2πfSHt）を乗算することにより、その信号の周波数を周波数fSHだけシフトする。

移频器 271将来自图 18中的正交解调部分 55的信号乘以从选择部分 272提供的或 从而将信号的频率偏移频率 fSH。 - 中国語 特許翻訳例文集

動きベクトル検出部122によって検出された動きベクトルは、乗算器133を介してHPF130に供給され、動きベクトル検出値の低周波数成分が除去される。

HPF 130经由乘法器 133接收由运动矢量检测器 122所检测到的运动矢量，并且去除运动矢量检测值的低频成分。 - 中国語 特許翻訳例文集

データパケットの数がmである時は、複数のデータパケットの各々におけるトレーニング系列の少なくとも一部は、異なる複数の拡散系列を含むm×k行列の一部を用いて乗算される。

当数据分组的数目为 m时，每个数据分组中的训练序列的至少一部分与包括不同扩频序列的 m×k矩阵中一部分相乘。 - 中国語 特許翻訳例文集

次いで、第一の係数のセットREF(u,v)におけるそれぞれの係数とその対応する重みとを、u=0...n-1、v=0...m-1について乗算することで、変更された係数のセットMREF(u,v)が形成される。

然后，通过将第一组 REF1(u，v)(u＝ 0...n-1，v＝ 0...m-1)中的每个系数乘以其对应的权重，形成一组修改后的系数 MREF(u，v)： - 中国語 特許翻訳例文集

送信信号x＿iと歪補償係数h＿iの乗算結果が電力増幅器5により増幅された結果を示すフィードバック信号はy＿iである。

表示功率放大器 5通过放大发送信号 x_i和失真补偿系数 h_i相乘的结果而得到的结果的反馈信号是 y_i。 - 中国語 特許翻訳例文集

この歪補償装置（例えば、DPD部2a）は、歪補償装置へ連続して入力される入力信号値（例えば、送信信号）に乗算される歪補償係数を所定期間毎に更新する。

失真补偿装置(例如为DPD单元2a)以预定间隔更新失真补偿系数，该失真补偿系数将被乘以顺序输入到失真补偿装置的输入信号值 (例如为发送信号 )。 - 中国語 特許翻訳例文集

合成振幅は、逆数形成回路918と、加算／乗算部920とを使用したその合成振幅の逆数の形成によって、誤差信号により除算される。

然后，通过利用倒数形成电路 918和组合器 /乘法器 920形成组合幅度的倒数，将误差信号除以该组合幅度。 - 中国語 特許翻訳例文集

周波数混合回路は、パラレルシリアル変換部114からの信号で局部発振回路が発生するミリ波帯の搬送波と乗算（変調）してミリ波帯の伝送信号を生成して増幅部117に供給する。

频率混合电路通过将毫米波波段中的载波乘以 (调制 )来自并 -串转换部分 114的信号来生成毫米波波段中的发送信号，该载波信号由本地振荡电路生成。 - 中国語 特許翻訳例文集

振幅調整された受信信号は周波数混合部8402と搬送波再生部8403に入力され、前述のようにして同期検波により周波数混合部8402にて乗算信号が生成され、フィルタ処理部8410に供給される。

频率混合部分 8402通过如上所述的同步检测生成乘法信号，然后将乘法信号提供到滤波处理部分 8410。 - 中国語 特許翻訳例文集

遅延は周波数領域中の位相ランプによる乗算に対応するので、CDD後の実効チャネル実現はH1＋ejfDH2に比例し、ただし、Dは、第2のアンテナ上にもたらされる遅延に比例する。

因为延迟在频域中对应于与相位斜坡的乘法，所以在CDD之后的有效信道实现与 H1+ejfD H2成比例，其中 D与在第二天线上所引入的延迟成比例。 - 中国語 特許翻訳例文集

これらの重み係数が各比較結果に乗算されて平滑化が行なわれると、「重み係数A」の段の「音量制御安定結果」の欄に示されるように、平滑化後の比較結果を示す数値「0.870」が得られる。

如果各比较结果乘以这些加权因子并被平滑化，则如在对应于“音量控制稳定结果”栏的“加权因子 A”行的域中所描述的那样，获得表示平滑化后的比较结果的数值“0.870”。 - 中国語 特許翻訳例文集

これらの重み係数が各比較結果に乗算されて平滑化が行なわれると、「重み係数B」の段の「音量制御安定結果」の欄に示されるように、平滑化後の比較結果を示す数値「0.475」が得られる。

如果各比较结果乘以这些加权因子并被平滑化，则如在对应于“音量控制稳定结果”栏的“加权因子 B”行的字段中所描述的那样，获得表示平滑化后的比较结果的数值“0.475”。 - 中国語 特許翻訳例文集

これらの重み係数が各比較結果に乗算されて平滑化が行なわれると、「重み係数C」の段の「音量制御安定結果」の欄に示されるように、平滑化後の比較結果を示す数値「0.335」が得られる。

如果各比较结果乘以这些加权因子并被平滑化，则如在对应于“音量控制稳定结果”栏的“加权因子 C”行的域中所描述的那样，获得表示平滑化后的比较结果的数值“0.335”。 - 中国語 特許翻訳例文集

判断された後、このアルゴリズムは、第1および第2の重み付きブロックを発生するために、第1および第2のブロックに、それぞれ判断された第1および第2の重みを適用あるいは乗算し得る。

一旦经确定，此算法便可施加或以其它方式使第一块及第二块乘以相应确定的第一权重及第二权重以产生第一加权块及第二加权块。 - 中国語 特許翻訳例文集

乗算の結果が所定の最大閾値より大きいか、または所定の最小値より小さい場合、閾値は所定の最大また最小値に各々設定される。

如果乘法的结果大于预定最大阈值或小于预定最小阈值，则将阈值分别设定为预定最大值或最小值。 - 中国語 特許翻訳例文集

これは、IFよりも4倍速いサンプリングレートにより、ミキサ1310aおよび1310bが、各ミキサ1310aおよび1310bにおける信号に0、＋1、0、−1の反復シーケンスを乗算することによって実装できるようになるからである。

这是由于比 IF快 4倍的采样率允许混频器 1310a和 1310b通过将每个混频器 1310a和 1310b处的信号与重复的 0、+1、0、-1序列相乘来实现。 - 中国語 特許翻訳例文集

さらに、線形結合の結果得られたマップの画素値に、予め求められた重みである被写体重みが乗算され正規化されて、被写体マップ201を求める。

通过将作为线性组合的结果获得的图的像素值与被摄体权重 (预先获得的权重 )进行相乘，获得正规化被摄体图201。 - 中国語 特許翻訳例文集

さらに、このようにして求められた被写体マップの各位置の画素値に、被写体マップに対して予め求められた被写体重みが乗算されて正規化され、最終的な被写体マップとされる。

此外，这样获得的被摄体图的各个位置的像素值与关于被摄体图预先获得的被摄体权重相乘，被正规化，然后被视为最终被摄体图。 - 中国語 特許翻訳例文集

トランジションコントローラ36は、トランジションの種類や動作状況（フェーダ値）に応じて、各キーミキサ35からの出力信号に乗算するトランジション信号を生成する。

跳转控制器 36根据跳转类型和操作状态 (衰减器值 )来生成与来自各个键控混合器 35的输出信号相乘的跳转信号。 - 中国語 特許翻訳例文集

この畳み込み演算は、デジタルフィルタの最も基本的な実現手段であり、フィルタのタップ係数に、実際の入力データを畳み込み乗算するものである。

卷积方法是实现数字滤波器的最基本机制，并且通过在滤波器的抽头系数中卷积实际输入数据来执行乘法。 - 中国語 特許翻訳例文集

個々のクエリの結果をそれぞれの重みで乗算し、最終的な結果を「＜ユーザA、0.862＞、＜ユーザX、0.472＞、＜ユーザZ、0.359>＜ユーザY0.215＞」のような形とすることができる。

各个查询的结果与其相应的权重相乘，并且最终结果可能看起来像这样： “<user a，0.862="">，<userx，0.472>，<user z，0.359="">，<user y，0.215="">”。 - 中国語 特許翻訳例文集

加算器424は、変調されたサンプルx（n）を獲得するために、各サンプル期間における乗算器422aから422mからのサンプルを合算することができ、これは、以下のように表すことができる。

累加器 424可以在每个采样周期中对来自乘法器 422a到 422m的采样进行求和，以获得经调制的采样 x(n)，其可以表示为： - 中国語 特許翻訳例文集

IDFTユニット732は、乗算器726からのM個の入力記号上でM点IDFTを実行し、M個の時間領域入力サンプルw（n）、ただし、n＝0，．．．，M−1を提供することができる。

IDFT单元 732可以对来自乘法器 726的 M个输入符号执行 M点 IDFT，并提供 M个时域输入采样 w(n)(n＝ 0，…，M-1)。 - 中国語 特許翻訳例文集

それぞれ、ステップ214および218によって提供された、タイムスロットに関して合計されたFFTの浮動小数点バージョン、ならびにタイムスロットに関する絶対利得の浮動小数点バージョンは、次いで、ステップ220において乗算される。

分别由步骤 214和 218所提供的用于所述时隙的经求和的 FFT的浮点形式以及用于所述时隙的所述绝对增益随后在步骤 220中相乘。 - 中国語 特許翻訳例文集

代替的に、任意の信号乗算器18及び発振器20により提供される周波数変換機能を反射装置30が含まない場合、ネットワーク信号と反射されたネットワーク信号の両者は、同じ周波数を示す。

可替换地，如果反射器设备 30不包括由可选的信号乘法器 18和振荡器 20提供的频率转换功能，则网络信号和反射的网络信号两者将呈现相同的频率。 - 中国語 特許翻訳例文集

周波数混合回路は、パラレルシリアル変換部114からの信号で局部発振回路が発生するミリ波帯の搬送波と乗算（変調）してミリ波帯の変調信号を生成して増幅部117に供給する。

混频电路将由本地振荡电路生成的毫米波段中的载波乘以来自并行 -串行转换器 114的信号或利用并行 -串行转换器 114的信号调制由本地振荡电路生成的毫米波段中的载波，以便生成毫米波段中的调制信号，并且将调制信号提供给放大器 117。 - 中国語 特許翻訳例文集

擬似ランダム符号変調の拡散効果は、逆拡散と呼ばれるプロセスにおいて、時間整合され、局所的に生成された符号のコピーを各信号に乗算することによって、各信号から除去する必要がある。

在称为解扩展的过程中，必须通过将每一个信号乘以伪随机码的时间对准的、本地生成的副本来从每一个信号中移除伪随机码调制的扩展效应。 - 中国語 特許翻訳例文集

アクティブな各転送は、集中型管理プログラムに対して、他のユーザの保証式転送のための仮想リンク帯域幅における減少を定期的に報告し、その値は、期間と乗算されて、混雑状態コストが計算される。

每个活动传输都周期性地向集中管理程序报告供其他用户的保障传输所用的虚拟链路带宽的减少，并且将该值与该周期相乘以计算拥塞成本。 - 中国語 特許翻訳例文集

遅延部95は、自身が出力する信号s6が、移動平均算出部98が出力する信号s5と同時に乗算部99に入力されるように、移動平均算出部94から供給された信号s4を遅延させる。

延迟部分 95将从移动平均计算部分 94提供到其的信号 s4进行延迟，以使得可以将要从该延迟部分 95自身输出的信号 s6与从移动平均计算部分 98输出的信号 s5同时输入到乘法部分 99。 - 中国語 特許翻訳例文集

乗算部99から出力された信号に基づいて、P1検出部71の図示せぬ他の構成において、相関値のピーク値である信号区間相関ピーク値、FFTのトリガ位置、およびP1-fine補正値がそれぞれ求められ、各部に供給される。

基于从乘法部分 99输出的信号，P1检测部分 71的未示出的剩余配置确定作为相关性值的峰值的信号间隔相关性峰值、FFT的触发位置和 P1精细相关性值，并且将它们提供到相关的块。 - 中国語 特許翻訳例文集

図1Aは、従来の「間接」直交サンプリングの一例を示す。 これには、局所発振器118と、移相器116と、第1および第2の乗算器102および114と、第1および第2のローパスフィルター（LPF）104および112と、第1および第2のADC106および110と、を含んでもよい。

图 1A示出了常规“间接”正交取样的一个示例，其可包括本地振荡器 118、移相器 116、第一和第二乘法器 102和 114、第一和第二低通滤波器 (LPF)104和 112以及第一和第二 ADC 106和 110。 - 中国語 特許翻訳例文集

ステップS5において、制御部101は、予め決定されている光学ズーム倍率の変化の最大速度Vmaxに減速変調量Jを乗算することによりその最大速度をV’max（＝JVmax）に変調する。

之后，在下一个步骤 S5处，控制部分 101将减速调制量 J乘以最大光学变焦倍率变化速率 Vmax，以如下式所述地调制最大光学变焦倍率变化速率 Vmax，其中最大光学变焦倍率变化速率 Vmax被预先确定，作为光学变焦倍率的变化速率的最大值 (即，下文中所提到的光学变焦倍率变化速率 V的最大值 )： - 中国語 特許翻訳例文集

次に、方法48の第2段階においてトランシーバ10が補正モードで動作している間、乗算器67〜70および97〜100が、4つのI／Q欠陥（利得欠陥εaおよびεb、ならびに位相不一致φaおよびφb）を補正するために倍数係数を使用して設定される。

接着，在方法 48的第二阶段中，当收发器 10正在校正模式中操作时，使用乘法因子来设定乘法器 67到 70及 97到 100，以便校正四个 I/Q减损 (增益减损εa及εb以及相位失配 及 )。 - 中国語 特許翻訳例文集

また、乗算器98が第6倍数係数に対応する量によってディジタル化および濾波された被ダウンコンバート直交位相信号88の振幅を減じると、ディジタル化および濾波された被ダウンコンバート直交位相信号88の被減衰成分が生成される。

另外，当乘法器 98将经数字化及滤波的经降频转换的正交相位信号 88的振幅衰减对应于第六乘法因子的量时，产生经数字化及滤波的经降频转换的正交相位信号 88的衰减分量。 - 中国語 特許翻訳例文集

ディジタル・ベースバンドIC20は、SPIシリアルバス15上で通信するとともにI／Q補正レジスタ149の第8ビットにディジタル値を書き込むことによって、補正乗算器147〜148のための減衰量および増幅量ならびに補正シフタ145〜146のための位相遅れを設定する。

数字基带 IC 20通过跨越 SPI串行总线 15而通信且将数字值写入到I/Q校正寄存器 149的八个位中来设定校正乘法器 147到 148的衰减量及放大量以及校正移位器 145到 146的相位延迟。 - 中国語 特許翻訳例文集

具体的には、図11の反転相関器72のスペクトル反転器120は、直交復調部55から供給されるI成分とQ成分からなる信号に対してスペクトル反転処理を行い、その結果得られる信号を、乗算器113、周波数シフト器121、および遅延回路116に供給する。

更具体地，图 11的反转相关器 72的频谱反转器 120对从正交解调部分 55提供并由 I和 Q分量构成的信号执行频谱反转处理。 从频谱反转处理得到的信号发送到乘法器113、移频器 121和延迟电路 116。 - 中国語 特許翻訳例文集

ステップS33において、周波数変換部52は、アンテナ51により受信されたRF信号と、局部発振部53から供給される発振周波数（FNC+BW）の搬送波を乗算し、RF信号を中心周波数FNCのIF信号に変換する。

在步骤 S33，频率转换部分 52将经由天线 51接收的 RF信号乘以由本地振荡器 53提供的具有振荡频率 (FNC+BW)的载波，从而将 RF信号转换为具有中心频率FNC的 IF信号。 - 中国語 特許翻訳例文集

以下に説明するS108の処理で、図2のフローチャートの処理1回につき、S102で求めた変数Aの値とS104で算出したKの値を乗算した駆動量KAずつ、補正光学系117を初期位置に向かって徐々に移動させる。

在图 2的流程图的一次处理中，在后面说明的步骤 S108的处理中，校正光学系统 117逐渐向初始位置移动如下的驱动量 KA，驱动量 KA是通过将在步骤 S102获得的变量 A的值乘以在步骤 S104计算出的 K值所获得的。 - 中国語 特許翻訳例文集